如下图1所示为本模块的电路原理图，具体可以简化为输入部分、控制部分、输出部分以及反馈部分。输入部分：电容C1、C2、C3以及R1；控制部分:MP4420H芯片以及自举电路C5、R5；输出部分：电感L1、电容C6、C7以及C8。反馈部分：电阻R3、R4以及R2。

　　本模块要实现一个DC-DC的电源转换功能，其输入为12V，输出为3.3V/2A。选择MP4420H这款芯片，MP4420H的输入范围为4V-36V之间，输出电压范围为0.8V-32.4V，最大输出电流2A。MP4420H的特点有：内置两只开关管且采用同步BUCK的技术、开关频率为450KHZ、内部实现软启动、占空比最大可达到95%以及热关断等。

　　BST:自举引脚端，需要在SW和BST引脚之间连接一个电容以形成浮动电压来驱动MP4420H内上端的开关管。自举电容建议串联一个20欧姆电阻以降低SW尖峰电压。

　　输入电容的最大的目的为储能和滤波，以防止输出需要大电流的时候，外部供电模块来不及供电，因此导致输出电压跌落的现象。在选择输入电容的时候首先要保证电容的耐压值为供电模块电压的1.5倍，

　　为输出电流2A，fs为开关频率450KHZ，Cin为输入电容，Vout为输出电压3.3V，Vin为输入电压12V。本模块选用MP4420H数据手册中推荐的22uF的贴片陶瓷电容，可计算出为44mV。选择两个风华牌10uF/25V的C1和C2贴片陶瓷电容并联，再并联一个电容C3大小为10nF/25V的小电容以滤除输入直流电压中夹杂的高频信号。

　　输出滤波电容值可通过计算得到，但是一般在选择电容值的时候通常会选择1.2-2倍计算出的电容值或者更大的电容量，在PCB面积允许的条件下最好多个电容并联。由于输出滤波电容和输出电感会形成两个极点，这会导致电路输出不正常，具体表现为输出纹波较大、输出上升沿有强烈的振荡等。所以在选择电容值的时候也要适当考虑电感值。由MP4420H数据手册可知输出电容和以下公式相关：

　　L1为输出滤波电感，ESR为输出电容的内阻。故依据输出纹波的要求可大致得到输出电容的大小，在选择电容的时候大多数都会选择电容值更大点的电容。对开关电源模块，电源自身会产生和开关频率一致的电源纹波，始终叠加在电源上输出。输出纹波也会由输出电容的内阻所引起，不断的给输出电容充放电，充电电流在输出电容的内阻ESR两端就会有压降，这个就会产生输出纹波，所以在选择输出电容的时候尽可能地选择ESR较小的贴片陶瓷电容而不是电解电容，选择几个电容并联也还是为了降低输出内阻，一般来说都会在输出端并联一个较小的电容一般为nF级别的电容以滤去高频纹波。本模块选择两个100uF/16V和一个100nF/16V的贴片陶瓷电容并联。

　　输出电感的最大的作用是用来稳定输出电流以及储能，输出电感和输出电容组成的LC滤波电路主要用来平滑输出电压，使输出电压是一个稳定的直流。在选择输出电感的时候，除了要考虑电感值的大小外更要考虑电感所能抑制的电流值。对于BUCK开关变换器的输出电感的电流额定值最少是1.2倍的输出电流。根据MP4420H的数据手册可知，输出电感的电感值在1uH~10uF，电感电流额定值最少为超过负载电流的25%。对于大多数的设计，电感值可由以下公式得到：

　　使能电阻R1的选择，EN/SYNC引脚用来控制芯片是否工作，当其为高电平时，芯片就使能工作；当其为低电平时，芯片就不工作。EN/SYNC引脚有一个6.5V的稳压管，连接一个使能电阻到输入端可以使电路使能，流入使能电阻的电流少于150uA，故本模块的使能电阻

　　反馈部分电阻的选择，MP4420H通过外接反馈电阻形成一个闭环的电路，从而使输出稳定在3.3V。通过R3和R4的分压得到反馈电压，反馈电压和MP4420H内部的比较器做比较，当反馈电压大于内部比较器的参考电压0.8V时，MP4420H内部的开关管关断，切断输入向输出传递能量。数据手册中推荐R3的大小在40KW左右，本模块选择41.3KW。故可得到R4：

　　R3和R2用来设置环路带宽，R3和R2越大，带宽越小，环路带宽一般要小于开关频率fs的1/10，以使输出稳定。依据数据手册推荐的R2为51KW。

　　电源纹波噪声测试是一个很复杂的测试难题，不同方法测量到的结果不同，即使同一种测试方法不同人测试结果一般也会存在差别。

　　对于终端类产品，不管是CPU、GPU、DDR等，其芯片内部都有成千上万的晶体管，芯片内不同的电路需要不同的电源供电，常见有Vcore、Vcpu、Vmem、VIO、Vgpu、Vpll等，这些电源有DC-DC电源模块供电，也有LDO电源模块供电，都统一由PMU来管理。

　　如图3所示，为芯片的PDN图，芯片的供电环路从稳压模块VRM开始，到PCB的电源网络，芯片的ball引脚，芯片封装的电源网络，最后到达die.当芯片工作在不同负载时，VRM无法实时响应负载对电流快速变化的需求，在芯片电源电压上产生跌落，由此产生了电源噪声。对开关电源模块的VRM，电源自身会产生和开关频率一致的电源纹波，始终叠加在电源上输出。对电源噪声，需要在封装、PCB上使用去耦电容，设计合理的电源地平面，最终滤去电源噪声。对电源纹波，需要增大BULK电感或者BULK电容。

　　对于板级PCB设计，当频率达到一定频率后，由于走线的ESL、电容的ESL的影响，已经没办法滤去高频噪声，业界认为PCB只能处理100MHz以内的噪声，更高频率的噪声需要封装或者die来解决。因此对于板级电源噪声测试，使用带宽500M以上的示波器就足够了。正常的情况下，示波器的带宽越大，低噪也会随之上升，因此建议测试电源时示波器的带宽限制为1GHz。

　　电源纹波和电源噪声是一个非常容易混淆的概念，如下图4所示，蓝色波形为电源纹波，红色波形为电源噪声。电源纹波的频率为开关频率的基波和谐波，而噪声的频率成分高于纹波，是由板上芯片高速I/O的开关切换产生的瞬态电流、供电网络的寄生电感、电源平面和地平面之间的电磁辐射等诸多因素产生的。因此，在PMU侧测量电源输出为纹波，而在SINK端（耗电芯片端，如AP、EMMC、MODEM等）测量的是电源噪声。

　　电源纹波测量时，限制示波器带宽为20MHz，测量PMU电源输出的波形峰峰值即可电源纹波。由于PMU芯片在设计完成后，芯片厂商会做负载测试，测试PMU在不同负载时输出电源的纹波情况，因此在终端类产品板上，没必要在做这方面的测试，纹波大小参考PMU手册即可。

　　电源噪声测试时，测试点放在SINK端，由于SINK端工作速度大都在几十MHz以上，因此示波器带宽设置为全频段（最高为示波器带宽上限），测试点要尽量靠近测试芯片的电源引脚，如果存在多个电源引脚，应选择距离PMU最远端的那个引脚。电源噪声跟PCB布局布线，DECAP电容的位置的位置相关，同时电源噪声影响CPU的工作状态和单板的EMI，终端类产品板需要对每块单板测试电源噪声。

　　目前芯片的工作频率慢慢的升高，工作电压越来越低，工作电流慢慢的变大，噪声要求也更加苛刻，以MSM8974的CORE核为例，电压为0.9V，电流为3A，要求25MHz时，交流PDN阻抗为22mohm，电源噪声要求在±33mV以内。对于DDR3芯片，要求VREF电源噪声在±1%以内，若1.5V供电，则噪声峰峰值不大于30mV。

　　（9）测试时间大于1min，采样时间1ms以上，采样率500Ms/s以上；

　　示波器有AC和DC两种耦合方式，当采用AC耦合时，其内部等效电路如图5所示，C为隔值电容，R为终端对地阻抗，Vi为输入信号，Vo为测量信号，滤波器的截止频率为

　　使用无源探头DC耦合测试，示波器内部设置为DC耦合，耦合阻抗为1Mohm，此时无源探头的地线接主板地，信号线接待测电源信号。这种测量办法能够测到除DC以外的电源噪声纹波。

　　如图6所示，当采用普通的鳄鱼夹探头时，由于地和待测信号之间的环路太大，而探头探测点靠近高速运行的IC芯片，近场辐射较大，会有很多EMI噪声辐射到探头回路中，使测试的数据不准确。为了改善这样的一种情况，推荐用无源探头测试纹波时，使用右图中的探头，将地信号缠绕在信号引脚上，相当于在地和信号之间有一个环路电感，对高频信号相当于高阻，有效抑制由于辐射产生的高频噪声。更多时候，建议测试者采用第三种测试方法，将一个漆包线绕在探头上，然后将漆包线的焊接到主板地网络上，移动探头去测试每一路电源纹波噪声。同时无源探头要求尽量采用1:1的探头，杜绝使用1:10的探头。

　　对于示波器，若垂直刻度为xV/div，示波器垂直方向为10div，满量程为10xV，示波器采样AD为8位，则量化误差为10x/256 V。例如一个1V电源，噪声纹波为50mV，如果要显示这个信号，需要设置垂直刻度为200mV/div，此时量化误差为7.8mV，如果把直流1V通过offset去掉，只显示纹波噪声信号，垂直刻度设置为10mV即可，此时的量化误差为0.4mV。

　　使用无源探头DC耦合需要设置offset，对电源电压不稳定的情况，offset设置不合理，会导致屏幕上显示的信号超出量程，此时选择AC耦合，使用内置的搁置电路来滤去直流分量。对于大多数的示波器，会有如下参数，设置为AC耦合，此时测量的为10Hz以上的噪声纹波。

　　由于无源探头的带宽较低，而电源开关噪声一般都在百MHz以上，同时电源内阻一般在几百毫欧以内，选择高阻1Mohm的无源探头对于高频会产生反射现象，因此能选择用同轴线来代替无源探头，此时示波器端接阻抗设置为50欧，与同轴线阻抗相匹配，根据传输线理论，电源噪声没有反射，此时认为测量结果最准确。

　　利用同轴线的测量方法，最准确的是采用DC50欧，但是大部分示波器在DC50欧时offset最大电压为1V，不足以满足大部分电源的测量要求，而示波器内部端接阻抗为50欧时，不支持AC耦合，因此就需要外置一个AC电容，如图8所示，当串联电容值为10uF时，根据表1能够正常的看到，此时可以准确测试到2KHz以上的纹波噪声信号。

　　由于从PMU出来的电源纹波噪声大多集中在1MHz以内，如果采用同轴线外置隔直电容测量方法，低频噪声分量损失较为严重，因此改用图9所示的测量方法，利用同轴线传输信号，示波器设置为AC1M，这样虽然存在反射，但是反射信号经过较长CABLE线折返传输后，影响是有限的，示波器在R2上采集电压值可以认为仍旧能被参考。

　　为了避免反射，在同轴线接到示波器的接口处端接一个50ohm电阻，使示波器输入阻抗和cable线特征阻抗匹配。

　　由于示波器的探头地和机壳地通过一个小电容接在一起，而示波器的机壳地又通过三角插头和大地接在一起，在实验室里，几乎所有的设备地都和大地接在一起，示波器内部地线所示，因此上面介绍的两种方法都没有办法解决地干扰问题，未解决这个问题，需要引入浮地示波器或者差分探头。

　　图11示波器内部地线所示，为差分接法，由于差分探头为有源探头，外置差动放大器，可以将待测信号通过差分方式接入，使示波器的地和待测件地隔离开，达到浮地效果。但是差分探头在示波器内部只能DC50欧耦合，而offset最大一般不超过1V，因此需要在差分探头上串联隔直电容。使用差分探头测量时关键是探头的CMRR要足够大，这样才能有效抑制共模噪声。

　　当采用差分探头外置电容DC耦合时，同样存在截止频率的问题，测量的结果会损失一些低频分量，为了解决这一个问题，可以将差分探头衰减10倍，示波器会将采集到的电压值乘10显示出来，这样一个时间段offset设置也会放大到10V，能够很好的满足终端类产品的直流电压偏置。